使用整合式 eGaN 功率級打造高能源密度電源供應器
資料提供者:DigiKey 北美編輯群
2019-04-16
高能源密度切換式電源供應器 (SMPS) 不僅能加快電池充電速度、縮小太陽能微型逆變器的尺寸,還能滿足伺服器群的功率需求,而這一切都不會產生多餘的熱能。然而,工程師如今已經達到矽晶片 MOSFET 與 IGBT 的效能極限,這些電晶體是傳統 SMPS 的主要切換元件。但現在,經由增強式氮化鎵 (eGaN,一種寬能隙半導體) 打造而成的電晶體,可用來克服矽晶片元件的切換速度與效率極限。
過去由於成本和供應性的關係,eGaN 電晶體僅限用於最艱深的電源供應器應用,但隨著商業化進展,這些挑戰已迎刃而解。如今,eGaN 電晶體可用於更廣泛的應用。
本文將會比較以 eGaN 切換元件為基礎的高頻率電源供應器,與以傳統矽晶片 (Si) MOSFET 或 IGBT 為基礎的高頻率電源供應器,並說明前者所具備的優點。接著會提供準則,說明如何使用來自 EPC、Texas Instruments 及 Navitas Semiconductor 的 eGaN 功率級,打造出適合電池充電或伺服器群等應用的 SMPS 設計。
高頻率的好處
傳統的 SMPS 通常採用幾十至幾百 kHz 之間的切換頻率。基頻的脈寬調變 (PWM) 工作週期決定電源供應器的電壓輸出。
較高切換頻率的主要優點在於,能減少電感、變壓器與電阻等周邊元件的尺寸。這不僅能讓設計人員縮減設計來實現相同的輸出功率,同時提高能源密度。此外,還能減少 SMPS 輸出端的電流與電壓漣波,從而降低電磁干擾 (EMI) 的風險以及濾波器電路的成本與尺寸。
然而,傳統矽晶片功率 MOSFET 與 IGBT 的切換速度相對較慢,而且每次元件接通和斷開時,都會消耗大量的功率。這些損耗會隨著頻率提高而成倍增加,進而導致效率降低、晶片溫度上升。較慢的切換速度與較高的切換損耗,給當今 SMPS 的實際切換頻率設定了上限。
寬能隙半導體能幫助設計人員突破此限制。GaN 是目前該應用最成熟且最容易取得的技術,而 eGaN 是 GaN 的改良版本。
矽晶片與 GaN 的比較
GaN 比矽晶片多了一些優點,而有些優點與 GaN 具有更高的電子遷移率有關。更高的電子遷移率,讓半導體具有更高的崩潰電壓 (超過 600 V),以及優異的「電流密度」(A/cm2)。GaN 的另一個優點是,以 GaN 打造的電晶體不會出現逆向復原電荷,而這種現象可導致高切換電流過衝 (振鈴)。
雖然這些特性對電源供應器的設計人員來說都很重要,但或許更關鍵的是,高電子遷移率讓 GaN 電晶體只要花費矽晶片 MOSFET 大約四分之一的時間,就能完成切換。此外,每當 GaN 元件進行切換時,在給定的切換頻率和電流下,損耗量是矽晶片電晶體的 10% 到 30% 左右。因此,比起矽晶片 MOSFET、IGBT 或碳化矽 (SiC) 元件,GaN 高電子遷移率電晶體 (HEMT) 能以高出許多的頻率進行驅動 (圖 1)。
圖 1:比起矽晶片或 SiC 元件,GaN HEMT 能夠實現頻率更高的切換式電源供應器。(圖片來源:Infineon)
GaN HEMT 普及速度較慢,主要有兩個原因。第一,這種元件其實是空乏式場效電晶體 (FET),因此預設模式為「開」。相較之下,矽晶片 MOSFET 則是增強式元件,預設模式為「關」。因此,GaN HEMT 還需要使用經過仔細調諧的偏壓網路,才能正常地運作。第二,與矽晶片成熟的量產生產技術相比,電晶體使用不同的製造技術,因此更為昂貴。設計的複雜度,再加上高昂的成本,使得 GaN HEMT 的應用只限於高端 SMPS。
不過,eGaN HEMT 最近已經商業化,並漸漸摒棄偏壓網路。而且,晶片廠商推出了以 eGaN HEMT 為基礎的整合式功率 IC 驅動器,可以簡化設計。另外,產量的提升也降低了 eGaN 元件的成本。
整合式 GaN 解決方案
在先前使用 eGaN HEMT 的高端 SMPS 設計中,由於價格過高的關係,設計人員只能使用該元件作為功率電晶體,然後又使用矽晶片 MOSFET 作為閘極驅動器。雖然相較於「全矽晶片」設計,效能已經有所提升,但這種組合式設計中的矽晶片元件卻拉低了最大切換頻率。而且,由於 GaN 和矽晶片使用不同的製程技術,閘極驅動器和功率電晶體必須作為單獨的組件來製造,增加了成本費用與 PC 板的覆蓋區。
eGaN 價格的降低,能讓晶片製造商解決這兩個問題。舉例來說,Texas Instruments 提供 LMG3411R070 70 mΩ、600 V eGaN 功率級,具有整合式閘極驅動器 (圖 2)。
圖 2:Texas Instruments 的 LMG3411R070 將 70 mΩ、600 V eGaN 功率級與驅動器整合在一起。(圖片來源:Texas Instruments)
此晶片可切換 100 V/ns 且振鈴幾乎為零 (圖 3)。相較之下,傳統矽晶片功率 MOSFET 的典型迴轉率為 3 至 10 V/ns。
圖 3:如 TI 的 LMG3411R070 整合式 eGaN 功率級所示,eGaN 功率電晶體可管理比 MOSFET 高出許多的迴轉率,且振鈴現象微乎其微。(圖片來源:Texas Instruments)
Navitas Semiconductor 製造有類似等級的產品,型號為 NV6113。此產品將 300 mΩ、650 V eGaN HEMT、閘極驅動器以及相關邏輯,整合在一個 5 x 6 mm 的 QFN 封裝中。NV6113 可承受 200 V/ns 的迴轉率,工作頻率高達 2 MHz。
雖然可以並聯佈署 TI 和 Navitas 的 GaN 功率級等元件,將其用於目前很熱門的半橋拓撲中 (圖 4),但現在也有一些其他產品,可將兩個功率電晶體 (及相關聯的閘極驅動器) 整合在同一個晶片上。
圖 4:如圖所示,可以並聯佈署 Navitas 的 NV6113,將其用於半橋拓撲。(圖片來源:Navitas Semiconductor)
例如,EPC 近期推出的整合式驅動器 IC EPC2115,便包含兩個單晶片 88 mΩ、150 V eGaN 功率電晶體,且每個電晶體都有一個經過最佳化的閘極驅動器 (圖 5)。EPC2115 採用低電感值的 2.9 x 1.1 mm BGA 封裝,執行頻率可高達 7 MHz。
圖 5:EPC 的 eGaN 整合式驅動器 IC 包含兩個功率電晶體,且每個都有一個經過最佳化的閘極驅動器。(圖片來源:EPC)
使用 eGaN HEMT 設計電源供應器,與使用矽晶片 MOSFET 來設計,原則通常都是一樣的,但較高的工作頻率會對周邊元件的選擇造成影響。
選擇周邊元件
為了說明頻率對元件選擇的影響,請設想以輸入電容實現簡單的 DC 至 DC SMPS 降壓拓撲。
輸入電容會降低輸入漣波電壓的振幅,讓漣波電流低到能由價格相對低廉的大容量電容處理,而且不會額外耗費功率。依據經驗法,將峰對峰電壓漣波振幅降低到 75 mV 以下,即可將大容量電容的電流保持在可接受的限度內。輸入電容通常為陶瓷元件,因為這種元件的等效串聯電阻 (ESR) 非常低,可有效減少電壓漣波。
要將峰對峰電壓漣波振幅降低到給定振幅,可使用方程式 1 來確定所需的陶瓷輸入電容值:
其中:
- CMIN 是指所需的最小陶瓷輸入電容值,單位為 μF
- fSW 是指切換頻率,單位為 kHz
- VP(max) 是指允許的最大峰對峰漣波電壓
- IOUT 是指穩態輸出負載電流
- dc 是指工作週期 (如上式所定義)
- (摘自參考資料 1)
針對高端矽晶片型功率級,使用一些典型運算值進行計算並得出:
- VIN = 12 V
- VOUT = 3.3 V
- IOUT = 10 A
- η = 93%
- fSW = 300 kHz
- dc = 0.296
- VP(max) = 75 mV
計算得出 CMIN = 92 µF
針對 eGaN 功率級 (例如工作頻率為 2 MHz 的 Navitas 元件),在效率略微提升且其他工作條件類似的情況下重複執行計算並得出:
- VIN = 12 V
- VOUT = 3.3 V
- IOUT = 10 A
- η = 95%
- fSW = 2000 kHz
- dc = 0.289
- VP(max) = 75 mV
計算得出 CMIN = 13 µF
CMIN 的值變小,能讓您使用更小的元件。
雖然快速切換 eGaN HEMT 通常都能帶來好處,但也會產生一些獨特的設計難題。其中,主要的問題都是與極高的迴轉率有關。
控制迴轉率
快速迴轉率 (dV/dt) 可能會引起以下問題:
- 增加切換損耗
- 輻射並傳導 EMI
- 電路中發生由切換節點耦合而來的干擾
- 由於功率迴路電感和其他寄生效應,導致切換節點發生電壓過衝與振鈴現象。
這些問題在啟動或硬切換狀況下最為明顯。
使用 Navitas 產品時,簡單的解決辦法就是,透過在 CVDD 電容和 VDD 引腳之間增加電阻,來控制導通時的迴轉率 (再次參見圖 4)。這個電阻 (RDD) 會設定整合式閘極驅動器的導通電流,並確定功率 FET 汲極的導通 (下降) 緣迴轉率 (圖 6)。
圖 6:RDD 電阻會設定 NV6113 的導通電流,並確定功率 FET 汲極的導通 (下降) 緣迴轉率。(圖片來源:Navitas Semiconductor)
此外,LMG3411 也支援調整迴轉率,只要將電阻 (RDRV) 連接到功率電晶體源極即可進行調整 (再次參見圖 2)。選擇電阻後,汲極電壓的迴轉率會設定在大約 25 至 100 V/ns 之間。
選擇迴轉率需要做出權衡。雖然速度較快時,功率損耗降低,因為此時開關同步且低效地傳導高電流的持續時間縮短,但其他的效能特性也會下降。經驗法則是讓 EMI、過衝和振鈴保持在規範要求內,同時達到最快的速率。
第二個設計難題是高頻率操作存在過電流的風險。
過電流保護的重要性
設計較高切換頻率的 SMPS 時,其主要優點是能縮小被動元件的尺寸,進而增加整體功率密度。但缺點是當功率密度增加時,一旦發生過電流事件,元件受損的機率便會升高。過電流是 SMPS 一直存在的風險。除了其他問題外,過電流尖波還可能因為來源電路板走線的外部寄生電感,而造成錯誤觸發。
雖然快速過電流保護 (OCP) 對於使用傳統 MOSFET 的 SMPS 很重要,但這項保護對 eGaN HEMT 來說更為重要。其原因在於:
- 若具有相同的阻斷電壓和導通電阻,eGaN HEMT 的面積會小許多,而要驅散在發生過電流期間所累積的熱能,難度會高出許多
- 當 eGaN HEMT 在線性區域運作時,必須得偵測到過電流,否則元件會迅速進入飽和狀態,導致耗費過多的功率並造成損害
提供 OCP 保護的傳統方法,是使用電流感測變壓器、分流電阻,或去飽和偵測電路 (見表格)。可惜的是,這些方法都會對系統效能造成不當的影響,在功率迴路中增加寄生電感和電阻,導致必須降低迴轉率,並因此耗費更多功率。而且,感測變壓器或分流電阻等離散元件,會增加成本並佔用板件的空間。
提供 OCP 保護的另一種方法,是使用三種元件來感測 GaN FET 的汲極電壓 (VDS),包括電流感測元件、位準移位器 (用於將訊號通報給控制器) 以及偵測電路。這種方法不會產生影響電路效能的寄生電感和電阻,但是缺乏準確度,主要是因為 GaN 的溫度係數很高。
第三種方法是,選擇具有整合式 OCP 功能的整合式 eGaN 功率級,這能避開前兩種方法的缺點。TI 推出的 LMG3411 便具有此功能。當偵測到過電流時,LMG3411 的保護電路能在 100 ns 內關閉 eGaN HEMT。當 PWM 輸入在下個循環變回低位準時,輸出故障訊號便會解除。這能讓 eGaN HEMT 在下個循環時為常開,將輸出端的干擾降到最小。
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表格:GaN HEMT 功率級的 OCP 選項摘要。選擇具有整合式 OCP 功能的功率級,對剛接觸此技術的設計人員來說,是最簡單的解決方法。(圖片來源:Texas Instruments)
結論
太陽能逆變器和伺服器群等應用,對高能源密度 SMPS 的需求越來越高,加上元件單位成本愈來愈低,使得現在越來越多的電源供應器設計都很適合選用 eGaN HEMT。雖然利用 eGaN HEMT 進行設計可能極具挑戰性,但若使用結合閘極驅動器和功率電晶體的 eGaN HEMT 功率級,SMPS 設計人員能更輕鬆地將該技術納入下一個高功率密度設計中。
參考資料
- “Input and Output Capacitor Selection,” Jason Arrigo, Texas Instruments, application report SLTA055, February 2006.

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